常見的控制方案像電流模式控制和峰值電流限制在沒有傳統交流電流傳感器提供實時信息的條件下是不可能實現的設計師通常使用變壓器運算放大器和無源分立元件來實現這些傳感器盡管市場上有許多單芯片解決方案他們堅持使用分立電路設計方案有許多原因包括成本和/或性能同時也在期待有更好的單芯片交流電流傳感器方案出現不過迄今為止他們看到的還只是在已有老技術上的少量改進

什么因素最重要

對于一個成本壓力很大的電源系統來說設計師的需求一覽表中首先是成本所以交流電流傳感器的安裝成本必須具有吸引力安裝成本指的是傳感器自身成本再加上外圍元器件成本以及額外的制造成本比如校準等第二項是通過將電流檢測通道上的功率損耗降到最小來提高效率的低阻值有效串行電阻ESR這在負載點POL調節器這類大電流設備中尤其重要因為每增加一個毫歐的ESR都會引起高達1%的效率下降在成本和效率之外還要求體積小這對于安裝到電路板上的電源模塊來說是一個關鍵要求其他方面的考慮還包括高精度可以簡化或省去系統內部校準足夠高的隔離電壓在AC/DC轉換器中這是一個重要考慮因素還有就是用于高頻系統應用的寬工作帶寬

傳感器種類

可用的電流檢測解決方案可以被分為兩大類即單芯片方案和分立電路方案如表1所示

電流傳感放大器通過測量一個小值串聯電阻上的電壓產生一個代表電流的電壓信號很顯然該電阻將產生功耗并且該功耗隨著電流的增加而增加而為了限制噪聲放大器帶寬通常較窄這些特性使得該技術最適于小電流直流系統和低頻交流系統而不適合那些高頻和大電流開關模式設備

霍爾效應和磁阻MR器件是通過檢測有電流流過的電感器產生的磁場來工作的因此產生的功耗要低得多但這些器件的工作帶寬較窄體積大成本高而且輸出信號小噪聲大還有偏移和溫度誤差這些都降低了測量的精度

顧名思義電流變壓器CT的工作原理是將流經初級線圈的電流反映到次級再在次級通過一個外部負載電阻轉換成電壓CT已被廣泛接受因為它們需要的外圍元件最少工作穩定提供固有的高隔離度而且便宜不過體積較大功率損耗相對較高有時還需要額外的電路進行磁芯復位許多小型CT還是手工繞制的因而存在機械完整性問題例如抽頭間隔一致性差

低端FET和DCR檢測電路都是檢測電路中已經存在的電阻上的電壓因此實際上它們自身并不會帶來什么損耗在DCR檢測方案中輸出濾波器上的RC電路使得這種組合電路看上去像是電阻連接到這個虛擬電阻上的放大器測量電流的方式與前面所述的串聯電阻/檢測放大器方案是一樣的與DCR類似低端FET檢測方案也是檢測電阻上的電壓不過是采用低端電阻RDSON作為檢測電阻雖然這兩種方法都需要較多的通用運算放大器和無源器件但在目前最低成本和最低損耗的系統中仍有使用這些方案不利的一面是安裝體積大有時還需要額外的系統校準成本來解決高測量誤差-有時誤差高達±40%     

表1相關交流電流傳感器比較一覽表

面對這些含糊不清的技術分類設計師必須嚴格地區分電流傳感器的好壞然后選擇能夠達到目標的最佳方案盡管有足夠多的交流電流檢測解決方案涌現但許多設計還不是最佳方案需要進一步優化至少目前為止是這樣

絕佳的新方案

圖1所示的單向電流傳感器是一個最佳的低成本高效率體積小的交流電流傳感器并且還具有許多其他優點

    

圖1Si85xx單向交流傳感器方框圖

圖1中傳感器由一個金屬嵌片和封裝在一個小型4x4x1mmQFN封裝中的硅裸片組成嵌片和片上精選線圈一起構成一個耦合電感器因此流經嵌片的交流電流感應出的電壓等于電流的一階導數即v=Lmdi/dt然后片上的信號處理電路執行一個有限積分運算產生一個與流經嵌片的電流成正比的實時信號該信號再經過片上的溫度補償器和增益級電路進一步調整最后的結果是一個滿刻度為2V噪聲非常低的溫補電流信號

這種令人迷惑的簡單架構卻能提供許多傳統電流檢測技術無法提供的優點例如通過使用標準CMOS處理技術和半導體封裝實現了極低的成本這兩種技術使得該架構的成本可能比CT的安裝成本還有競爭力而且還有更高可靠性和更小體積等附加優點同時還實現了較低的損耗這是因為嵌片在電流檢測通道中僅僅增加了1.3mΩ的串聯電阻和2nH的串聯電感還有一個附加的優點就是通過對積分操作進行平均將輸出噪聲減到了最小從而節省了外部RC濾波器的成本和空間它甚至還能抑制變壓器耦合設計中的邊沿噪聲從而無需邊沿消隱圖2和圖3分別通過將未濾波的輸出比作在低值傳感電阻上使用差分探頭測得的電流和CT電路CT二極管和RC濾波器來展示了低噪聲原理在兩種情況下交流電流傳感器都幾乎沒有噪聲

圖2Si85xx輸出與檢測電阻的關系    

圖3Si85xx輸出與CT輸出的關系

如何實現這一新技術

使用這種電流傳感器的方法非常簡單連接傳感器使得電流從IIN流到IOUT端反向電流即從IOUT流到IIN的電流將導致零輸出因此不會損壞器件

上面提及的有限積分要求在每個電流測量周期之前將積分器復位實現的方法是將現有的門控信號連接到復位輸入端R1–R4積分器復位的標準很簡單在電流測量后復位必須立即開始而在下一次測量前必須結束對于額定的精度復位事件最少要持續250nS

片上積分器復位邏輯具有足夠的靈活度允許這種電流傳感器能夠與任意的電源系統拓撲一起使用圖4所示的是用于單輸出Si850x的復位電路這些器件通?？梢杂糜诓淮嬖谧儔浩鞔磐ㄆ胶饪刂茊栴}的相對簡單一些的應用如降壓和升壓電路中     

圖4Si850x復位邏輯方框圖

如圖4所示當TRST輸入被連接到VDD時積分器復位可以受R1和R2上的信號的實時控制為了滿足高頻或/和高占空比應用可以將TRST通過定時電阻RTRST連接到地來縮短復位時間在這種情況下復位的啟動由R1和R2觸發持續時間則由RTRST決定在較高速度的操作時允許用戶對傳感器精度進行調整

這意味著這些產品適用于更復雜的拓撲架構例如控制或監視變壓器磁通平衡非常重要的全橋應用這種復雜的復位邏輯圖5是圖4所示電路的一個超集      

圖5Si851x復位邏輯

正如圖中所示的那樣有三種復位算法可以選擇即XORXNOR或AND/OR選擇依據則取決于MODE狀態和R4輸入需要重申的是復位事件可以由復位輸入單獨決定或由復位輸入進行觸發并由前面所述的RTRST來定時總之RESET1適用于升壓隔離式和非隔離式降壓以及其他相對簡單的拓撲RESET2一般用于推拉應用而RESET3適合全橋應用

應用實例

圖6所示的是前面提到的用于簡單同步降壓轉換器的電流傳感器當Q1接通時對電流進行測量同步FFTQ2出來的門控信號用于積分器復位因為要確保復位事件不與電流測量周期相重疊      

圖6同步降壓轉換器中的Si850x

還需注意復位輸入R2應接地這樣當R1為高阻時能夠使XOR門圖4的輸出觸發復位啟動定時電阻RTRST用于設定圖6時序圖所示的復位事件周期tR

復位信號最好來自驅動器輸入因為增加的驅動器和晶體管時延能夠提供額外的時序余量但是在帶有集成驅動器的控制器中是無法訪問驅動器輸入信號的故必須用驅動器輸出信號來復位在這種情況下復位輸入端通常需要一個分壓器將驅動器輸出的擺幅限制到Si85xxVDD范圍內